Защита РЛС от непреднамеренных активных помех

Активные помехи РЛС взаимодействуют с отраженным полезным сигналом на входе РПУ, образуя вместе с шумом входную реализацию. Основные особенности взаимодействий активных помех и полезных сигналов – полное или частичное их совпадение во времени, перекрытие по частоте и совпадение в направлениях прихода радиоволн.
Если полезный сигнал и активная непреднамеренная помеха различаются по одному или нескольким признакам (параметрам), то применяется селекция по этим параметрам, т. е. осуществляется подавление на знании грубого различия сигнала и помехи. При этом все методы защиты от активных помех разделяются на следующие основные виды:
‣ оптимальная фильтрация и применение сложных сигналов;
‣ компенсация сигнала помехи;
‣ селекция по определенным параметрам сигналов;
‣ регулировка усиления и грозозащита.
Задача оптимальной фильтрации сводится к определению передаточной функции, при которой на выходе фильтра отношение пикового значения сигнала к среднеквадратическому значению помехи достигает максимальной величины. Каждому виду помехи соответствует свой оптимальный фильтр, передаточная функция которого определяется спектром помехи.
Применение сложных сигналов в РЛС определяется требованиями по разрешающей способности и точности измерения дальности. При этом наиболее часто применяются импульсные сигналы, частота которых в пределах длительности импульса изменяется по линейному закону (импульсные ЛЧМ сигналы), а также импульсные или непрерывные сигналы, фаза высокочастотного заполнения которых манипулируется в дискретные моменты времени (фазоманипулированные сигналы).
Фазоманипулированный сигнал представляет собой последовательность примыкающих друг к другу простых высокочастотных импульсов с прямоугольной огибающей и длительностью τс, начальная фаза которых может иметь одно из p дискретных значений (p=1, 2, …).
В радиолокационной технике наиболее часто используются сигналы, начальная фаза которых в каждом интервале τс может иметь одно из двух дискретных значений 0 или π (бинарные π-манипулированные сигналы). В этом случае чередование фаз в интервалах τс определяется двоичной последовательностью чисел a1, a2, …, каждое из которых равно 0 или 1. При этом если ak=0, то начальная фаза в k-м интервале равна φk=0, а если ak=1, то φk=π [5, 8-10 и др.].
Общая длительность такого фазоманипулированного сигнала, состоящего из N примыкающих друг к другу импульсов равна
T=τс∙N, (2.1)
а его база –
B=∆f∙T=1τс∙T=τс∙Nτс=N. (2.2)
К настоящему времени определены двоичные последовательности π-манипулированных по фазе радиолокационных сигналов, дискретные автокорреляционные функции которых по модулю не превышают 1N и имеют узкий основной пик шириной 2τс (на нулевом уровне) и боковые лепестки, не превышающие 1N.
Среди множества импульсных двоичных последовательностей манипулированных по фазе наибольшее распространение получили сигналы манипулированные кодом Баркера [5, 8 и др.]. Эти сигналы обладают уникальным свойством – независимо от числа позиций N значение их автокорреляционных функций не превышает единицы, а значение ее боковых лепестков не превышает 1N. При этом энергия этих сигналов численно равна N. Коды Баркера известны лишь для N=2, 4, 5, 7,11, 13.
Модель (код) сигнала Баркера для заданного значения позиций N=13 имеет вид –
-38105524500
На рис. 2.1 приведены графики сигналов, модулированных по амплитуде (а) и фазе (б) кодом Баркера.
12058656921500
Рисунок 2.1 Сигнал, описываемый кодом Баркера для N=13
Общий вид автокорреляционной функции (АКФ) фазоманипулированного сигнала кодом Баркера с числом позиций N=13 приведен на рис. 2.2.
8623307429500
Рисунок 2.2 Общий вид автокорреляционной функции фазоманипулированного сигнала кодом Баркера
На основании модели кода Баркера можно синтезировать согласованный фильтр, импульсная характеристика которого имеет модель обратную модели кода Баркера [5, 8]:
-1333512382500
В соответствии с приведенными моделями оптимальный согласованный фильтр (СФ) состоит из ступенчатой линии задержки, к отводам которых в соответствии с алгоритмом фильтрации подключены фазоинверторы, суммирующей шины и оконечного фильтра (СФОИ), согласованного с одиночным парциальным импульсом длительностью τc (рис. 2.3).
При поступлении на вход СФ двоичного фазоманипулированного сигнала на основе кода Баркера в ступенчатой линии задержки образуются его сдвиги. При этом те из них, которые умножаются на коэффициент –1, изменяют начальные фазы с помощью фазоинверторов на π, как показано на временной диаграмме, приведенной на рис. 2.4.
-38101460500
Рисунок 2.3 Структура оптимального согласованного фильтра двоичного фазоманипулированного сигнала на основе кода Баркера
-2286028575000
Рисунок 2.4 Временные диаграммы, поясняющие прохождение сигнала через ступенчатую линии задержки и сумматор
После обработки в согласованном с одиночным парциальным импульсом длительностью τc фильтре каждый прямоугольный импульс принимает вид треугольника. Получаемый на выходе фильтра сигнал имеет огибающую, положительные полуволны которого приведены на рис. 2.5.
При когерентном суммировании уровень боковых лепестков относительно центрального симметричного пика и составляет величину, равную 1N, а в оконечном фильтре обеспечивается оптимальная фильтрация сжатого импульса длительностью τk. Это дает выигрыш в отношении сигнал/шум.
1009651270000
Рисунок 2.5 Огибающая сигнала на выходе оптимального
согласованного фильтра
Если мощность помехи Pп равномерно распределена в полосе частот сигнала длительностью
τk=τиN≈1∆fk, (2.3)
где ∆fk – ширина спектра фазоманипулированного сигнала [32, с. 154]. Тогда спектральная плотность помехи будет определяться как
N0=Pп∆fk. (2.4)
Средняя мощность сигнала с длительностью τи и энергией E на входе оптимального фильтра будет равна
Pс=Eτи. (2.5)
Отношение мощности сигнала к мощности помехи на выходе оптимального фильтра определяется отношением
gвых2=2∙EN0
или, выражая E и N0 через соответствующие мощности из (2.4) и (2.5) будем иметь
gвых2=2∙EN0=2∙∆fk∙Pс∙τиPп=PсPп∙2∙∆fk∙τи. (2.6)
Учитывая, что ∆fk≈Nτи – следует из (2.3) – тогда окончательно
gвых2=PсPп∙2∙∆fk∙τи=PсPп∙2N

. (2.7)
Т. е. отношение сигнал/шум при когерентной додетекторной обработке радиоимпульсов увеличивается в 2N=2∙13=26 раз.
Принцип компенсации состоит в том, что из совокупности полезного сигнала и помех вычитается помеха, которая принимается по дополнительному каналу [5-9]. В результате этой операции сигнал может быть в значительной степени очищен от помех. Структурная схема РЛС с устройством вычитания активных помех, попадающих на вход приемного тракта РЛС по боковым лепесткам ДНА приведена на рис. 2.6.
819152476500
Рисунок 2.6 Структурная схема РЛС с устройством вычитания активных помех, попадающих по боковым лепесткам ДНА
Дополнительный приемный канал РЛС включает компенсационную антенну, приемник с логарифмическим усилением в тракте ПЧ и устройство вычитания сигналов. Коэффициент усиления компенсационной ненаправленной антенны подбирается таким, чтобы он был не меньше уровня наибольшего из боковых лепестков ДНА РЛС. Тогда сигналы, принимаемые компенсационной антенной, всегда будут больше сигналов, принимаемых по боковым лепесткам основной антенны РЛС. Вычитающее устройство должно быть отрегулировано так, чтобы на его выходе были только сигналы основного канала РЛС, превышающие сигналы компенсационного канала. Логарифмические усилители в каналах применяются для увеличения динамического диапазона входных сигналов.
Недостатком рассмотренного устройства компенсации является то, что часть полезного сигнала, принимаемая по основному лучу ДНА РЛС теряется. Это уменьшает чувствительность РПУ РЛС и, следовательно, дальность обнаружения РЛС. Для устранения этого недостатка необходимо повышать энергетику зондирующего сигнала или применять дополнительное вычитание сигналов основного луча в компенсационном канале (рис. 2.7).
-228609715500
Рисунок 2.7 Структурная схема РЛС с дополнительным вычитанием сигналов основного луча в компенсационном канале
На приведенной схеме справа показаны качественные диаграммы зависимостей амплитуд сигналов в указанных информационных сечениях устройства компенсации активных помех РЛС. В сечении 4 (на выходе узла вычитания сигналов основного лепестка ДНА) образуется провал, соответствующий угловому положению основного лепестка ДНА. В результате в пределах основного лепестка подавления полезных сигналов не происходит и чувствительность схемы компенсации повышается. Приведенное устройство может успешно применяться для подавления мешающих отражений от земной поверхности и местных предметов, приходящих с направлений боковых лепестков.
В тех случаях, когда активная непреднамеренная помеха по своей структуре и частотному спектру близка к полезному сигналу для ее подавления используются селекция по длительности импульсов, по частоте повторения, по моменту времени прихода (задержке) при автосопровождении цели и по поляризационной селекции. При этом временная структура сигнала выбирается такой, чтобы иметь максимальное отличие от помехи – кодирование сигнала по числу и интервалу между зондирующими импульсами, по периоду следования, по поляризации ЭМП и др.
Поляризационная селекция используется для борьбы как с активными непреднамеренными помехами, так и с пассивными помехами РЛС. Это связано с тем, что поляризация отраженных сигналов РЛС зависит от формы и структуры отражающих объектов. Например, капли дождя, тумана имеют сферическую форму и поэтому при отражении ЭМВ с круговой поляризацией вид поляризации не изменяется, изменяется лишь направление вращения вектора ЭМП. При этом при приеме на антенну с одним направлением поляризации, сигналы, отраженные от дождя приняты не будут, т. к. их поляризация будет иметь другое направление.
При отражении ЭМВ круговой поляризации от таких сложных целей, как самолеты, корабли, ракеты, спутники и т. п. поляризация превращается в эллиптическую. В этом случае ЭМВ представляется в виде суммы двух волн круговой поляризации с противоположными направлениями вращения вектора электрического поля. При этом одна из волн будет принята антенной РЛС, согласованной с ней по поляризации. В результате мешающие отражения от дождя и тумана подавляются значительно сильнее, чем отражения от сложных целей.
Экспериментальные исследования показывают [9, с. 511], что отражения от дождя ЭМВ с круговой поляризацией ослабляются ≥25 дБ, а от снега – не менее чем на 10 дБ.
Регулировка усиления тракта обработки сигнала обеспечивает защиту РЛС от перегрузок тракта под воздействием сильной активной непреднамеренной помехи. Применение усилителей с линейно-логарифмической амплитудной характеристикой является наиболее универсальным способом борьбы с перегрузкой [5, 6, 9, 31, 32 и др.].
Основная особенность этого способа состоит в том, что динамический диапазон выходных сигналов тракта значительно меньше динамического диапазона входных сигналов (рис. 2.8).
117729012890500
Рисунок 2.8 Общий вид амплитудных характеристик
приемо-усилительного тракта РЛС
Обеспечение защиты тракта от перегрузок не превышая уровня насыщения усилителей можно выполнить лишь в том случае если приращения выходного сигнала dUвых обратно пропорциональны амплитуде входного сигнала –
dUвых=k1UвхdUвх. (2.8)
После интегрирования получается зависимость вида
Uвых=k∙lnUвх+C, (2.9)
которая определяет логарифмический характер амплитудной характеристики усилителей. Постоянная интегрирования C=Uвх0 начало логарифмической зависимости амплитудной характеристики.
Логарифмическая амплитудная характеристика усилителей позволяет предотвратить перегрузку приемника РЛС сильными сигналами на его входе, т. к. ограничение сигнала на выходе не происходит даже при большом уровне помех на входе.
Защита РЛС от грозовых разрядов в атмосфере служит для ограничения наводимых напряжений и токов в цепях радио- и электротехнического оборудования РЛС. В основном защиты требуют цепи РЛС, содержащие полупроводниковые приборы, как наиболее чувствительные и уязвимые к грозовым воздействиям элементы [17, с. 196].
Требуемого уровня грозозащиты РЛС нельзя достигнуть применением только одного из видов грозозащитных элементов – разрядники, защитные диоды, стабилитроны или фильтры